CIRCUITE LOGICE CU TRANZISTOARE MOS
Scopul lucr`rii este cunoa]terea func\ion`rii circuitelor logice elementare cu tranzistoare cu efect de c@mp cu poart` izolat`; experiment`rile se fac pe o poart` logic` multifunc\ional` realizat` [n tehnologie PMOS standard cu poart` de aluminiu.
Tranzistorul cu efect de c@mp de tip MOS, al c`rui simbol este reprezentat [n fig. 26.1 are, ca parametri principali, tensiunea de prag, VP ?V? ]i factorul de curent ???mA/V?? Ecua\iile caracteristicilor statice sunt:
(26.1)
[n zona liniar`, [nainte de satura\ie, adic` pentru:
VDS ??VGS – VP (26.1')
respectiv:
(26.2)
[n zona de satura\ie de curent, c@nd este [ndeplinit` rela\ia:
VDS >?VGS – VP (26.2')
Tranzistoarele folosite sunt cu canal p indus, toate tensiunile raportate la surs` (deci ]i tensiunile de alimentare) sunt negative, dar [n rela\iile de calcul sunt luate [n valoare absolut`.
Cu tranzistoare cu efect de c@mp de tip MOS se pot realiza inversoare logice – ca circuite de baz` pentru circuitele logice – [n mai multe moduri, [n func\ie de tipul rezisten\ei de sarcin`; [n lucrare, vor fi prezentate inversoarele din fig. 26.2, 3 ]i 4.
Pentru toate cele trei tipuri de inversor, caracteristica de transfer are aceea]i form`, ca [n fig. 26.5, dar vor diferi valorile caracteristice, adic` nivelele logice ]i marginile de zgomot statice, deduse din caracteristica de transfer.
Pentru inversorul cu sarcin` rezistiv`, fig. 26.2, se ob\in urm`toarele rela\ii:
VoH = VDD (26.3)
(26.4)
unde ?a este factorul de curent al tranzistorului MOS amplificator. Dac` VoL este mult mai mic dec@t VDD, se poate folosi expresia aproximativ`:
(26.4')
Pentru inversorul cu sarcin` activ`, cu tranzistorul MOS de sarcin` func\ion@nd [n regiunea liniar`, fig. 26.3, [n care se folosesc dou` surse de alimentare, VGG ??VDD – VP, se ob\in rela\iile:
VoH = VDD (26.5)
(26.6)
unde k = ?a/?S, ?S fiind factorul de curent al tranzistorului MOS folosit ca sarcin`.
Dac` se presupune k >> 1, se ob\ine rela\ia aproximativ`:
(26.6')
Pentru inversorul av@nd ca sarcin` activ` un tranzistor MOS [n zona de satura\ie – schema cea mai des utilizat` [n circuite integrate MOS – reprezentat` [n fig. 26.4, se ob\in rela\iile:
VoH = VDD – VP (26.7)
(26.8)
Dac` se consider` k foarte mare, se ob\ine rela\ia aproximativ`, pentru tensiunea corespunz`toare nivelului logic "0":
(26.8')
Marginile de zgomot statice sunt definite conform fig. 26.5:
MZ1 = VP – VoL (26.9)
MZ0 = VoH – V1 (26.10)
unde V1 este tensiunea de intrare pentru care caracteristica de transfer ce se ob\ine are panta –1.
Nivelele logice ale inversorului ]i , deci, ]i marginile de zgomot statice, depind de curentul de sarcin` pe care trebuie s`-l debiteze ([n starea logic` "1") respectiv, s`-l absoarb` ([n starea logic` "0").
R`spunsul inversorului MOS la un impuls de comand` este determinat, [n primul r@nd, de elementele capacitive parazite: capacit`\ile proprii ale tranzistoarelor (amplificator ]i sarcin`), capacitatea de intrare a circuitelor comandate precum ]i capacita\ea parazit` a interconexiunilor.
La aplicarea unui impulsnegativ de ampitudine VDD – VP la intrarea inversorului din fig. 26.6, se ob\ine r`spunsul din fig. 26.7.b, [n fig. 26.7.a fiind desenat impulsul de comand`.
Timpul necesar deschiderii tranzistorului amplificator se calculeaz` cu rela\iile aproximative:
tcd = t1 + t2 (26.11)
(26.12)
(26.13)
unde s-au notat:
t1—intervalul de timp [n care tranzistorul MOS amplificator este [n zona de satura\ie;
t2—intervalul de timp [n care tranzistorul MOS amplificator se afl` [n regiunea liniar` a caracteristicilor de ie]ire;
vo(t2) = VoL + 0,1(VoH – VoL)—valoarea tensiunii de ie]ire la care se consider` c` procesul de comutare s-a terminat.
{n aceste real\ii, s-a neglijat curentul prin tranzistorul MOS de sarcin`.
La comutarea invers`, tranzistorul MOS amplificator se blocheaz`, iar capacitatea de la ie]ire se [ncarc` numai prin tranzistorul MOS de sarcin`, [n timpul dat de rela\ia:
(26.14)
unde vo(tci) = VoL + 0,9(VoH – VoL) este tensiunea de ie]ire la care procesul de comutare este considerat [ncheiat. Se poate folosi ]i rela\ia aproximativ`:
(26.14')
Pentru a asigura fronturi c@t mai mici, se pot folosi circuite cu mai multe tranzistoare MOS [n configura\ie inversoare sau neinversoare, ca [n fig. 26.8, unde este reprezentat un buffer (separator) de tip inversor. Ambele fronturi ale impulsului de la ie]ire vor fi mici, [ntruc@t at@t [nc`rcarea c@t ]i desc`rcarea capacit`\ii se fac printr-un tranzistor MOS cu factor de curent mare, de tipul tranzistorului amplificator din inversorul din fig. 26.4.
Circuite logice de tipul SAU-NU (NOR) ]i }I-NU (NAND) se pot realiza ca [n ...